在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000Ah以上。若采用常规的10A或20A的开关,一般需要20个或10个以上的模块并联,并联数过多,对模块之间的均流会带来一定的影响,而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加,一般并联数最好在10个以下。目前,在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多,因此,很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW全桥移相正是考虑了这种要求,它采用了加钳位二极管的ZVS-FBPWM直流变换技术,控制电采用

整流模块的主电原理框图如图1所示,由输入EMI滤波器,整流滤波,ZVS全桥变换器,输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。

图1中由开关管S1～S4,钳位二极管D1及D2,谐振电感Lr,隔直电容Cb,主变压器T1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器,其中S1及S3为超前管,S2及S4为滞后管。S1(S3)超前S4(S2)一定的角度,即移相角。S1～S4采用IGBT单管并联组成,开关频率为25kHz左右。

由于设计的全桥移相ZVSPWM整流模块的最大输出功率接近10kW,若采用常规的铁氧体磁芯,由于功率比较大,磁芯不太好选择,实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比,超微晶材质具有较高的饱和磁密(可达1.2～1.6T)和较低损耗和优良的温度稳定性等优点,非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。

式中：Vomax为模块输出电压最高值,取为286V;VD为整流二极管的压降,取为3V;Vr为变压器副边绕组内阻压降和线V;Dmax为最大占空比,取为0.95。

在全桥移相ZVS变换器中,在超前管S1(S3)的开关过程中,由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是的,而L1和谐振电感相比一般比较大,因此超前管很容易实现ZVS;而在滞后管S2(S4)的开关过程中,由于变压器副边是短的,此时依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS,因此滞后管实现ZVS比较困难,一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。

式中：Cmos为开关管漏源极电容(包括外并电容),实际中取为3300pF;Vdmax为直流母线电压的最大值,取为

式中：Iomax为输出电流最大值,取为35A;I1f为允许输出电感电流的脉动值,取为0.2×35=7.0A。

图2中ISET为电流限流设定值,VSET为电压设定值,分别由微处理器产生;IO为输出电流值,VFB为输出电压反馈值;SHT为故障关机信号,IPR为原边电流采样值。

UC3879采用电流型PWM控制方式,把变压器原边电流引入到芯片内部,提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA,OB,OC,OD4信号再通过TLP250光耦组成了驱动电,分别驱动S1～S4 4组开关管。OA/OB,OC/OD相位互补,OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。

由于本全桥移相开关管采用IGBT,电流关断时存在拖尾现象,开关管两端并联的电容比较大,导致空载损耗比较大。因此,在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法,即在输出电流0.5A时,使开关频率适当降低;而当输出电流0.5A时,使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电如图3所示,IO为输出电流值,IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时,Q1导通,UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联;而当输出电流小于设置的电流阈值时,Q1关断,UC3879的振荡电阻为R17。

实测样机在交流输入440V时,不降频的情况下,空载损耗有220W左右,而采用降频控制技术后,空载损耗只有130W左右。

图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形(CH2)和漏源极波形(CH1),从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS;

图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形(CH2)和漏源极波形(CH1),从图6可以看到滞后管已实现ZVS;

本文介绍的全桥移相ZVSPWM整流模块的开关管实现了ZVS,输出240V、35A时效率达到93.4%;而且由于采用了轻载变频的技术,使得空载损耗大为降低,具有广泛的应用前景。